在正常状态下电路中N1的“CO"与“DO"脚都输出高电压，两个MOSFET都处于导通状态，电池可以自由地进行充电和放电，由于MOSFET的导通阻抗很小，通常小于30毫欧，因此其导通电阻对电路的性能影响很小。 7|此状态下保护电路的消耗电流为μA级，通常小于7μA。 

2、过充电保护

    锂离子电池要求的充电方式为恒流/恒压，在充电初期，为恒流充电，随着充电过程，电压会上升到4.2V(根据正极材料不同，有的电池要求恒压值为4.1V)，转为恒压充电，直至电流越来越小。 电池在被充电过程中，如果充电器电路失去控制，会使电池电压超过4.2V后继续恒流充电，此时电池电压仍会继续上升，当电池电压被充电至超过4.3V时，电池的化学副反应将加剧，会导致电池损坏或出现安全问题。

    在带有保护电路的电池中，当控制IC检测到电池电压达到4.28V（该值由控制IC决定，不同的IC有不同的值）时，其“CO"脚将由高电压转变为零电压，使V2由导通转为关断，从而切断了充电回路，使充电器无法再对电池进行充电，起到过充电保护作用。而此时由于V2自带的体二极管VD2的存在，电池可以通过该二极管对外部负载进行放电。 

    在控制IC检测到电池电压超过4.28V至发出关断V2信号之间，还有一段延时时间，该延时时间的长短由C3决定，通常设为1秒左右，以避免因干扰而造成误判断。   

3、过放电保护

    电池在对外部负载放电过程中，其电压会随着放电过程逐渐降低，当电池电压降至2.5V时，其容量已被完全放光，此时如果让电池继续对负载放电，将造成电池的永久性损坏。 

    在电池放电过程中，当控制IC检测到电池电压低于2.3V（该值由控制IC决定，不同的IC有不同的值）时，其“DO"脚将由高电压转变为零电压，使V1由导通转为关断，从而切断了放电回路，使电池无法再对负载进行放电，起到过放电保护作用。而此时由于V1自带的体二极管VD1的存在，充电器可以通过该二极管对电池进行充电。 

    由于在过放电保护状态下电池电压不能再降低，因此要求保护电路的消耗电流极小，此时控制IC会进入低功耗状态，整个保护电路耗电会小于0.1μA。

    在控制IC检测到电池电压低于2.3V至发出关断V1信号之间，也有一段延时时间，该延时时间的长短由C3决定，通常设为100毫秒左右，以避免因干扰而造成误判断。 

4、过电流保护 

    由于锂离子电池的化学特性，电池生产厂家规定了其放电电流最大不能超过2C（C=电池容量/小时），当电池超过2C电流放电时，将会导致电池的永久性损坏或出现安全问题。 

    电池在对负载正常放电过程中，放电电流在经过串联的2个MOSFET时，由于MOSFET的导通阻抗，会在其两端产生一个电压，该电压值U=I*RDS*2, RDS为单个MOSFET导通阻抗，控制IC上的“V-"脚对该电压值进行检测，若负载因某种原因导致异常，使回路电流增大，当回路电流大到使U>0.1V（该值由控制IC决定，不同的IC有不同的值）时，其“DO"脚将由高电压转变为零电压，使V1由导通转为关断，从而切断了放电回路，使回路中电流为零，起到过电流保护作用。 

    在控制IC检测到过电流发生至发出关断V1信号之间，也有一段延时时间，该延时时间的长短由C3决定，通常为13毫秒左右，以避免因干扰而造成误判断。 

    在上述控制过程中可知，其过电流检测值大小不仅取决于控制IC的控制值，还取决于MOSFET的导通阻抗，当MOSFET导通阻抗越大时，对同样的控制IC，其过电流保护值越小。 

5、短路保护   

    电池在对负载放电过程中，若回路电流大到使U>0.9V（该值由控制IC决定，不同的IC有不同的值）时，控制IC则判断为负载短路，其“DO"脚将迅速由高电压转变为零电压，使V1由导通转为关断，从而切断放电回路，起到短路保护作用。短路保护的延时时间极短，通常小于7微秒。其工作原理与过电流保护类似，只是判断方法不同，保护延时时间也不一样。

    以上详细阐述了单节锂离子电池保护电路的工作原理，多节串联锂离子电池的保护原理与之类似，在此不再赘述，上面电路中所用的控制IC为日本理光公司的R5400N.R5402N系列，在实际的电池保护电路中，还有许多其它类型的控制IC，如日本精工的S-8241系列、日本MITSUMI的MM3061系列、台湾富晶的FS312和FS313系列、台湾类比科技的AAT8632系列等等，其工作原理大同小异，只是在具体参数上有所差别，有些控制IC为了节省外围电路，将滤波电容和延时电容做到了芯片内部，其外围电路可以很少，如日本理光的R5400N,日本精工的S-8241系列。

    除了控制IC外，电路中还有一个重要元件，就是MOSFET，它在电路中起着开关的作用，由于它直接串接在电池与外部负载之间，因此它的导通阻抗对电池的性能有影响，当选用的MOSFET较好时，其导通阻抗很小，电池包的内阻就小，带载能力也强，在放电时其消耗的电能也少。

1．充电时要充满,终止充电电压精度要保护±1%;
2．在充、放电过程中不过流,并有短路保护;
3．到达终止放电电压要禁止继续放电,终止放电电压精度在±3%左右;
4．对深度放电的电池(低于终止放电电压)在充电前以涓流方式预充电; 
5．为了工作稳定可靠,防止瞬态电压变化的干扰,内部有过充电、过放电、过流保护的延时电路,防止瞬态干扰造成误动作;
6．在多个串联的电池组充电时,要保护各节电池电压的匹配平衡,匹配精度要求±10%左右;
7．自身耗电省(无论在充、放电时保护器都是通电工作的).单节电池保护器耗电一般小于10μA,多节的一般在20μA左右;在到达终止放电时,它处于关闭状态,一般耗电2μA以下;
8．保护器电路简单,外围元器件少,占空间小,可以做在电池或电池组中。

                      富精单节锂离子电池保护器DW01
 
    这里以富精单节锂离子电池保护器DW01为例来说明保护器的电路及工作原理.该器件主要特点:终止充电电压有4.35V、4.30V及4.25V(分别由型号 后缀A、B、C表示),充电电压精度可达±30mV(±0.7%);耗电省,在3.5V工作电压时工作电流典型值7μA,到达终止放电后耗电仅0.2μA;有过充、过放、过流保护,并有延时以免瞬态干扰;过放电电压2.4V,精度±3.5%;小尺寸5管脚SOT-23封装;工作温度范围-20~+80℃。

    DW01组成的单节锂离子电池保护电路上图,其内部结构简化图及外部元器件图如下图所示.V1为控制放电的MOSFET,V2为控制充电的MOSFET,R1、C1用来消除充电器输入电压的纹波及干扰电压,R2为防止充电器电源接反时保护CS端的电阻,R3为V2的偏置电阻,FU为保险丝,BATT+及BATT-为电池组的正极和负极(此保护器电路置于电池中)。

    在正常充、放电时,V1、V2都导通.充电电流从BATT+流入,经保险丝向电池充电,经V1、V2后由BATT-流出.正常放电时,电流由BATT+经负载RL(图1中未画出)后,经BATT-及V2、V1流向电池负极,其电流方向与充电电流方向相反.由于V1、V2的导通电阻RDS(ON)极小,因此损耗较小。
几种保护的工作状态如下:

1．过充电保护

    P1为控制过充电的带滞后的比较器,R6、R7组成分压器接在锂离子电池两端,其中间头检测电池的电压并接在R1的同相端,P1的反相端接1.2V基准电压.充电时电池电压低于过充电阈值电压时,P1的反相端电压大于同相端电压,P1输出低电平,使Q1导通,V2的偏置电阻R3有电流流过使V2也导通(V1在充电时是导通的),这样形成充电回路.当充电到达并超过充电阈值电压时,P1同相端电压超过1.2V,P1输出高电平,经100ms延时后使Q1截止,R3无电压使V2截止,充电电路断开,防止过充电。

2．过放电保护

    过放电保护电路是由R4、R5组成的分压器、带滞后的比较器P2、100ms延时电路、或门及由Q2、Q3组成的CMOS输出电路组成.当电池放电达到2.4V时,P2输出高电平,经延时后使OD输出低电平,V1截止,放电回路断开,禁止放电。

3．过流保护
 
    以放电电流过流保护为例,CS端为放电电流检测端,它连续地检测放电电流.这是利用CS端的电压VCS与放电电流IL有一定关系,如上图所示.如   果把导通的V1、V2看做一个电阻,即RV1DS(ON)及RV2DS(ON),则放电回路如上图的虚线所示.若忽略R2上极小的压降,则VCS对地的电压为:

                                   VCS=[RV1DS(ON)+RV2DS(ON)]×IL

   即VCS与放电电流IL成比例。

   过流保护电路由比较器P3、延时电路或门等组成.若放电电流超过设定阈值而使VCS超过0.2V,则P3输出高电平,其结果与过放电情况相同使V2截止,禁止放电.该器件尚有其他功能,这里不再介绍。
有的电路图将CMOS集成在一片芯片中,电路形式如下:
 
BOM如下:

6PIN脚位输出和S-8242一样,从产品上来对比R5460N比S-8242多了过放自恢复\过充电过流保护\低耗电量4.0微安(TYP)8.0微安(MAX)\高耐压30V\廷时电容内置\电芯接法任一,价格方面比精工S-8242更有优势.

每块集成电路由一个电压参考器、一个比较器、检测器阀值设置用的电阻、一个输出驱动器和一个回差电路组成。检测器阀值已经在内部精确设置，无需任何调整。

输出态上N沟道开路型和CMOS型这两种型号都有供应。

R3111系列的运行电压比RX5VL系列低，而且可以用单节电池驱动。

TO-92、SOT-89、SOT-23-3、SOT-23-5、SC-82AB 和 SON1612-6 这六种封装形式都有供应。

　　既然是处理时间信号，它的精度就成为人们十分关心的事情。晶体振荡器具有很高的频率精度，与RC振荡器和陶瓷振荡器相比，其精度要高两个数量级以上。另外同一型号产品之间的离散性也比较小，在常温下只有±20ppm的偏差，不过将±20ppm换算成月差，则为：

±20×10-6×60×60×24×30＝±51.8秒

　　如果用这样的精度来细分时间的话，在一个月内，时钟的偏差将接近1分钟。为了实现令人满意的计时精度，必须要进行调整。

普通实时时钟IC存在的问题

　　通常在调整用于实时时钟IC的晶振频率时，首先要如图1那样设置一个微调电容器。通过调整两个电容或其中一个电容来调整振荡频率，其频率的可调范围在几十个ppm左右。但是这种调整方法存在下述两个问题：

图1：一般的实时时钏IC振荡电路

● 批量生产时，必须由人工来调整微调电容的容量，因而难以实现自动化。

　　● 要定量地把握调整量十分困难。

电路特点

　　RV5C338A是理光公司近期推出的，可以由软件来校正振荡频率的实时时钟IC，RV5C338A的主要技术指标如下：

　　● CPU接口电源电压：2.5～5.5V

　　● 时钟电源电压:1.45～5.5V

　　● CPU接口:串行三线式

　　● 时钟耗电:0.35μA(VDD＝3V)

　　● 外型尺寸:2.9×4.0×1.2mm

　　所谓CPU接口电源电压，是指CPU与为了访问CPU的RTC的电源电压。而所谓时钟电源电压，是指即使不能访问CPU，RTC内部时钟仍可以正常工作的电源电压。

工作原理

　　在通常情况下，将32768Hz的时钟信号进行1/32768分频后构成秒信号，然后如图2那样，将这一分频比每20秒钟刷新一次，其改变的范围为32768±124Hz，从而可以改变秒信号的时间长度。分频比的调整可以在寄存器中设定，例如分频比大于32768时，时钟走时就慢，减小分频比可以使它走快。这个调整范围如果按时钟的精度进行换算，则相当189ppm（月差约±490秒）。用这样的软件来校正时间有下述优点：

图2：时间误差的较正方法

● 批量生产时容易实现自动化

　　● 几乎不存在外接元件随时间变化的影响

　　● 可以正确地把握调整量并实现控制，例如可以进行这样的调整：时钟一天内快3秒，则可以将它调慢3秒。

电路说明

　　图3为RV5C338A的内部框图。为了通过设定寄存器的值来调整时钟的快慢，片内设置了稳定振荡频率的电容器。

图3：RV5C338A的内部框图

图4：使用RV5C338A的电路实例

图4是RV5C338A的应用电路实例。图中D1、D2组成后备系统切换电路，它由二极管构成“或”门电路。这里二极管应使用正向电压VF小于0.3V（IF＝100μA时）的器件，如果大于0.3V的话，则将有一个超过（VDD+0.3V）的电压加到SIO端口上，严重时将会损坏RTC。

　　另外，VF越是小的二极管，其反向电流就越大，因此接入后备系统时的漏电流也越大。在图4中使用了反向电流为1μA的RB520S-30，从理论上计算，常温下备用系统可以使用10年以上。晶振采用C-001R，振荡频率为32768Hz，后备电池使用常用的CR2025，电阻R为限流电阻，二极管D1损坏时它起着保护备用电池的作用。

目前，具有同RV5C338A相同封装的器件有三种，它们都可以同串行接口连接：

　　● RV5C348A/B：4线式串行接口

　　● RV5C338A/RV5C339A：3线式串行接口

　　● RV5C386A/RV5C387A：I2C总线接口

早期RTC产品实质是一个带有计算机通讯口的分频器。它通过对晶振所产生的振荡频率分频和累加，得到年、月、日、时、分、秒等时间信息并通过计算机通讯口送入处理器处理。这一时期RTC的特征如下：在控制口线上为并行口；功耗较大；采用普通CMOS工艺；封装为双列直插式；芯片普遍没有现代RTC所具有的万年历及闰年月自动切换功能，也无法处理2000年问题。现在已经被淘汰。

在90年代中期出现了新一代RTC，它采用特殊CMOS工艺；功耗大为降低，典型值约0.5μA以下；供电电压仅为1.4V以下；和计算机通讯口也变为串行方式，出现了诸如三线SIO/四线SPI，部分产品采用2线I²C总线；包封上采用SOP/SSOP封装，体积大为缩小；功能上片内智能化程度大幅提高、具有万年历功能，输出控制也变得灵活多样。其中日本RICOH推出的RTC甚至已经出现时基软件调校功能（TTF）及振荡器停振自动检测功能而且芯片的价格极为低廉。目前，这些芯片已被客户大量使用中。

最新一代RTC产品中，除了包含第二代产品所具有的全部功能，更加入了复合功能，如低电压检测，主备用电池切换功能，抗印制板漏电功能，且本身封装更小（高度0.85mm，面积仅为2mm*2mm），如RICOH 公司的代表产品R2051。以下就R2051为例，说明现代RTC功能特征：

1. 计时供电电压：典型值0.75V

2. 低耗电：典型值0.4μA(最大值1.0μA)/V_DD=3V

3.  内置主备用电池自动切换电路：时刻检测主供电电压，当主供电电压低于设定电压时，自动切换为备用电源供电且备电方式灵活；

4.  停振自动检测功能：芯片内部有监测电路，一旦晶振停振（即使有再次正常起振起振运行）就在芯片内相应寄存器置位，可供系统判断计时数据的有效性

5.  I²C总线方式：通过SCL/SDA两根线同CPU通讯，占用口线少，通用性强；

6. 2个可编程中断，可由软件设定为定时中断输出，或方波输出（频率可选），电平输出；

7. 内置具有延迟功能的电压检测电路：

8. 12/24小时制可选，满足多种应用场合；

9. 可自动识别闰年（2099年之前）

10. 内置调谐电容，只需外接晶振，外围电路简单；

11. 小封装：FFP12（高0.85mm，面积为2mm*2mm），PCB占用面积小，综合成本低；

12.  独具抗印板漏电能力，生产工艺要求低，产品适用性强；

13. 具有独特的TTF（Time Trimming Function）

TTF是RTC发展史上具有里程碑意义的技术，从此以晶振为基准的电子钟表，也可以具备类似传统钟表控制摆长以调节精度的功能。原来单纯依赖晶振精度的RTC有了更方便、更高精度的实现方法。下面就这一突破性的技术及生产中的调节方法做些探讨。

TTF是利用吞吐脉冲技术来补偿晶体振荡器的固有偏差而实现高精度时钟输出。利用一套特殊的数字电路增加或减去相当于晶振振荡误差的脉冲，而不改变晶振本身的振荡。在一定的调节时基中，如20S内，调节电路在最后一秒发生作用，校准整个时基。这一校正过程完全是数字化过程，故不会影响晶体负载电容匹配，不影响晶体振荡电阻。调节范围为±189ppm的大调节范围（当采用32.768KHz晶振时），调整后的精度可以达到小于±1.5ppm。在这一时基调节过程中，调整量的大小，是增还是减，均是通过对一个RTC内部指定寄存器赋值来实现的，也就是通过测算当前所用晶振的频率与理论零误差晶振的差值而得出此次补偿字节的值。同时TTF是一个软件控制的数字调节过程，这就带来了对晶体温度特性进行补偿的可能性；即CPU只需通过感温元件，如热敏电阻经A/D读出环境温度就可算出晶体此时的温度偏差，从而计算出补偿值而写入RICOH RTC中进行温度补偿，达到TCXO振荡器效果。

充分利用TTF功能做到每一个RTC系统的高精度，应完全补偿生产中每一个RTC及晶振所构成系统的不同偏差，就必需对每一个RTC写入针对性的补偿值。但这在工厂进行大规模生产时，会产生效率过低的问题，对此我们设计了一套适合规模化生产的自动化系统：在生产中快速测量系统中RICOH RTC芯片的TTF值（精度调校值），并通过I²C总线，写入非易失存储器，而且可以利用RICOH RTC芯片输出秒脉冲来检验RTC走时精度。

系统组成：以PC机为平台，利用可以与PC机通讯的频率计为检测设备，在PC机上运行相应程序。系统配置见下图。

     频率计测出RTC输出口的原始晶振频率通过并口送向PC机，专用程序根据此值计算出相应的TTF校正值，通过I2C总线写入目标系统内非易失存储器，并用蜂鸣器发出响声，提示操作结束。

    在生产线上的适当位置设置本测试系统。因本系统的测算是由PC机上相应专用程序进行，一瞬间即可完成。故测试过程所用时间几乎取决于测试夹具接通目标系统相应接触点的时间。

以下为采用此系统校正后实例：

Ø         所配晶振频率：32772.2HZ，误差为+128ppm

写入的校正值43（十进制）

校正后输出的秒脉冲误差为 +1.2ppm（即一年的误差为37.8秒）

而现在RICOH公司开发的第二代TTF功能的RTC，调整精度已经达到+0.5ppm。

从上文可以看出，以RICOH 的TTF技术为代表的新一代RTC，已经采用全新的思维，特殊的技术以几乎不增加成本的方式，将普通晶振的RTC计时精度提高到一个很高的水平。目前，这一新型的RTC已在国内许多行业中迅速应用起来。

对于锂电池，能量的密集区域在3.6V,但通常客户出于充分利用电池能量的出发点考虑，希望利用锂电电池工作电压范围为：3.0V-4.2V。

当然由于产品的不同，设计的不同会造成所需输出电压的不同，一般在2.7V-3.3V之间，甚至会低至1.8V（如 数码相机）。故对锂电降压/稳压器件产生了需求。另外，便携式产品中由于功能增加，其供电电流有逐渐增大趋势。目前产品供电电流已经达到100-500mA甚至更高，故如何提高供电效率日益成为电源设计师们需要考虑的问题。传统三端稳压降压器件，因为其端压过高（大于2.5V），大量的能量被耗散在稳压器件上，而被排除在外。

目前设计师在实际电源管理电路中通常会使用两类降压器件：LDO (低压差稳压器)和DC-DC开关式降压器。

使用LDO的电源管理方案

1.  电源管理电路对于LDO的需求

对于LDO，由于其为线性降压元件，故供电效率完全取决于其输出电压大小。所以比较适合应用在输出电压相对较高的场合，若以锂电主要供电电压3.6V计，在输出目标电压为3.0V时，其供电效率：

η=3.0V/3.6V*100%=83.3%   ------  式（1）

通过以上计算可以明显看到：输出电压与工作效率成正比，输出电压太低，则大大影响了锂电供电效率。故比较适合于LDO器件良好运作的目标供电电压为3.0V-3.3V的范围。

而在锂电电压利用率上，则完全取决于LDO最低压差，举例如下：

假设：LDO在输出100m A工作电流下，V_OUT=3V；

a)     若最低压差V_DROPOUT=0.2V，则LDO能够稳定输出3V时的锂电放电最低电压仅为3.0V+0.2V=3.2V；

b)     若LDO最低压差为0.05V，则LDO能够稳定输出3V时的锂电放电最低电压3.0V+0.05V=3.05V。

比较a)、b)可得越小压差的LDO越能够延长锂电放电时间。

故在锂电供电LDO品种选择上，要求LDO具有尽可能小的最低压差，同时因为便携式产品体积限制，要求小封装，且最好具备可关断功能便于电源管理，同样限于体积希望不需要采用外接扩流元件而本身已具有较大电流负载能力。

2.       LDO的新技术

为了降低耗电，面前市场上的大多数LDO都具有片选功能（Chip enable），当用户在不需要LDO工作时可以关闭选通端，以起到省电的效果。但是通常情况下，微处理器通常会有3种模式即运行、待机和休眠模式，对于早先的LDO来讲只有开或关两种工作状态无法配合CPU的工作状态。当设备处于待机状态时，系统仍然需要供电，只是需要的电流较小，而且对于便携式产品来讲，待机的时间要大大长于使用时间和关机时间。在这种情况下，现有的产品就很难系统的这种供电需求。日本RICOH公司最近发表了一项LDO的新技术：ECO模式。以下是ECO模式的一些详细对照表：

从上表可以看出当CPU进入待机状态后，LDO也可以相应进入ECO模式，此时即维持了系统对于电压的需求同时降低输出电流和纹波抑制比以降低耗电。此功能对于经常处于待机模式又对节电有极其苛刻要求的便携式产品来讲极为重要。

3.  日本理光公司所推出LDO新产品

遵循以上要求的LDO产品中，日本理光公司推出了两个针对锂电池供电的极为右竞争力的产品：R1170H和R1160N系列。